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Compatibilité électromagnétique?: optimiser la simulation avec LTspice

Compatibilité électromagnétique
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Synthèse

À l’heure où l’innovation technologique incarnée par les appareils connectés, l’Internet des objets (IoT) et la 5G s’impose dans nos activités quotidiennes, il est indispensable de réglementer les émissions électromagnétiques générées par ces produits, ainsi que de quantifier l’immunité de ces derniers aux interférences électromagnétiques (EMI). Or, remplir les objectifs de conformité fixés par les normes de compatibilité électromagnétique (CEM) n’est pas toujours chose aisée. Le présent article décrit des circuits de simulation LTspice® «?open source?» qui vous aideront à répondre à ces deux questions?: (a) mon système réussira-t-il les tests de compatibilité électromagnétique, ou dois-je ajouter des techniques d’atténuation???; (b) quel est son degré d’immunité aux bruits provenant de l’environnement extérieur??

Pourquoi utiliser le logiciel LTspice pour simuler la compatibilité électromagnétique de mon design??

Dans le meilleur des cas, le contrôle de la compatibilité électromagnétique suit au plus près le calendrier de sortie du produit. Ce n’est pourtant pas souvent le cas, dans la mesure où les problèmes de compatibilité électromagnétique et les tests en laboratoire peuvent retarder le lancement commercial de plusieurs mois.

De manière générale, la simulation se concentre sur les aspects fonctionnels du circuit électronique, alors qu’un outil open source aussi simple que LTspice peut également être employé pour simuler le comportement de tout circuit face aux interférences électromagnétiques. À l’heure où nombre d’ingénieurs travaillent à domicile et où les tarifs pratiqués par les laboratoires CEM frôlent souvent 2?000 dollars par jour, les outils de simulation CEM de haute précision sont plus utiles que jamais. Consacrer quelques heures à la simulation de défaillances CEM et à la modification des circuits évitera en effet de multiples itérations de tests en laboratoire, ainsi que des reprises de conception matérielle au coût potentiellement élevé.

Un bon outil de simulation CEM doit être très précis. Cette série d’articles propose plusieurs directives et des modèles de circuits CEM fonctionnant simulés sous LTspice et parfaitement en phase avec les mesures réelles effectuées en laboratoire.

Le présent document ouvre une série de trois articles qui proposent des modèles de simulation CEM pour une chaîne de signaux de détection articulée autour d’un capteur de vibrations MEMS. Toutefois, nombre de composants et techniques de simulation CEM ne sont pas réservés aux solutions à base de microsystèmes électromécaniques (MEMS) et peuvent à ce titre être utilisés dans un large éventail d’applications.
– 1e partie?: Composants d’alimentation électrique, émissions conduites et immunité aux interférences électromagnétiques.
– 2e partie??: Intégrité du signal et robustesse aux phénomènes transitoires sur liaisons émetteur-récepteur câblées.
– 3e partie?: Composants de conditionnement du signal et renforcement de l’immunité aux bruits extérieurs.

Résoudre les problèmes liés aux émissions et à l’immunité à l’aide du logiciel LTspice

Après avoir lu cet article, vous serez en mesure de répondre à ces deux questions?:

a) Mon système est-il apte à réussir les tests de compatibilité électromagnétique?? Dois-je prévoir un espace supplémentaire pour intégrer une inductance de mode commun, une bobine de lissage ou un condensateur?? Vous serez également capable d’utiliser LTspice pour tracer les courbes de bruit de mode différentiel et de mode commun dans la conception de l’alimentation du convertisseur-abaisseur, ainsi que pour savoir si le circuit est conforme (ou non) aux limites d’émissions conduites définies par les normes en vigueur (Figure?1).

b) Dois-je utiliser un régulateur linéaire pour stabiliser la tension appliquée à ma charge?? Après avoir lu cet article, le logiciel LTspice vous permettra de savoir si un régulateur à faible chute de tension (LDO) est nécessaire en sortie du convertisseur-abaisseur en fonction de la tension d’ondulation de sortie tolérable dans le cas de votre projet. Cet article présente par ailleurs un circuit configurable de test d’immunité au bruit de l’alimentation électrique (PSRR?— Power Supply Reject Ratio?).

Figure?1. Tracé des courbes de bruit de mode différentiel (DM) et de mode commun (CM) dans LTspice (en rouge, la ligne indiquant la limite des émissions conduites).

Convertisseur-abaisseur pour capteurs

Dans la plupart des cas, les capteurs de vibrations MEMS sont montés dans de petits boîtiers métalliques mesurant 20 sur 30?mm de diamètre pour une épaisseur comprise entre 50 et 60?mm. Les capteurs dotés d’une chaîne de signal numérique sont généralement alimentés sous une tension oscillant entre 9 et 30?Vcc qui empruntent de longs câbles, et consomment moins de 300?mW. Des solutions d’alimentation compactes sont nécessaires pour ce type de boîtiers compacts en conjuguant un rendement élevé et une large plage de tension d’entrée.

Par leurs dimensions réduites et leur rapidité, les régulateurs-abaisseurs à découpage LT8618, LT8618-3.3 et LT8604 conviennent parfaitement aux applications utilisant des capteurs MEMS. Des modèles LTspice sont d’ores et déjà disponibles pour les références LT8618 et LT8618-3.3. La régulation du LT8618 assure une très basse tension d’ondulation de sortie, à savoir moins de 10?mV crête à crête (càc). Cependant, l’inductance et la résistance parasites du banc de condensateurs de sortie peuvent accroître cette ondulation, avec pour conséquence la génération d’émissions conduites indésirables par le circuit abaisseur. Les interférences peuvent être dues à la charge capacitive, aux parasites de commutation en sortie du régulateur-abaisseur, et à la capacité de couplage entre le circuit imprimé et le boîtier du capteur.

Extraction et utilisation des valeurs parasites

Les chapitres suivants expliquent comment extraire les inductances parasites ESL (inductance équivalente série) et les résistances parasites ESR (résistance équivalente série) de condensateurs réels en utilisant l’outil de conception en ligne REDEXPERT de Würth Elektronik, ainsi que simuler le circuit dans LTspice. À l’entrée et à la sortie de nombreux systèmes, les parasites générés par les condensateurs et les inductances jouent un rôle majeur dans la bonne gestion des interférences électromagnétiques. La séparation de ces deux types de parasites permet à l’ingénieur d’opérer le meilleur choix pour réduire le niveau d’ondulation en sortie du système.

La simulation des émissions conduites sur un convertisseur-abaisseur est examinée au moyen d’un flot de process LTspice et de l’outil REDEXPERT (Figure?2). Dans le cas d’un convertisseur-abaisseur, l’ondulation de sortie est habituellement associée au rapport signal/bruit (SNR), tandis que l’ondulation d’entrée est étroitement liée aux performances électromagnétiques.

Après avoir décrit l’approche de simulation illustrée à la Figure?2, cet article corrélera les mesures réelles effectuées en laboratoire et les valeurs de simulation obtenues avec la carte de démonstration DC2822A dotée d’un régulateur-abaisseur LT8618.

Figure?2. Flot de process pour la simulation des émissions conduites avec LTspice.

Circuit de test LTspice associé aux données mesurées avec REDEXPERT

La tension d’ondulation en sortie d’un convertisseur-abaisseur est fonction de l’impédance du condensateur et du courant de l’inductance. Afin de maximiser la précision de la simulation, on utilisera l’outil Würth REDEXPERT pour choisir un condensateur de sortie de 4,7?µF (885012208040) et extraire l’inductance ESL et la résistance ESR dans la plage de fréquence. L’inductance équivalente série (ESL) et la résistance équivalente série (ESR) sont parfois chargées dans le modèle de condensateur LTspice, mais une vérification rapide confirmera que l’inductance ESL est souvent omise dans les données des condensateurs sous LTspice. Les figures 3a et 3b représentent deux circuits équivalents?: (a) avec le condensateur de sortie de 4,7?µF et des valeurs ESL/ESR discrètes?; (b) avec le condensateur Würth qui inclut les paramètres ESR et ESL.

Figure?3. Circuits de test LTspice?: (a) avec le condensateur de sortie de 4,7??F et des valeurs ESL et ESR discrètes?; (b) avec le condensateur Würth qui inclut les paramètres ESR et ESL.

L’outil REDEXPERT affiche l’impédance dans la plage de fréquence pour de nombreux circuits, ce qui permet de déterminer les principaux parasites pour chaque composant passif. Ces valeurs parasites peuvent par la suite être implémentées dans des modèles LTspice, facilitant ainsi l’évaluation de leur contribution respective à l’ondulation de tension totale.

Figure?4. Tracé FFT représentant la contribution de chaque composant au spectre de fréquence en fonction de la capacité pure, de l’inductance équivalente série (ESL) et de la résistance équivalente série (ESR) d’un condensateur de 4,7??F.

Comme nous l’avons indiqué précédemment, le convertisseur-abaisseur LT8618 produit une tension d’ondulation de sortie très faible (moins de 10?mVcàc). Cependant, en simulant les effets de la charge capacitive et de l’inductance ESL, la tension d’ondulation de sortie atteint de 44?mVcàc. L’inductance ESL du condensateur contribue de manière significative au bruit dans la plage de fréquence, comme le montre le tracé FFT de la Figure?4.

Évaluer la conformité CEM à l’entrée du convertisseur-abaisseur avec un réseau stabilisateur d’impédance de ligne (RSIL) sous LTspice

Pour évaluer la conformité CEM des configurations à perturbations conduites, la plupart des normes et standards s’appuient sur un réseau stabilisateur d’impédance de ligne (RSIL) ou un réseau fictif d’alimentation (AMN?— Artificial Mains Network). Ces dispositifs exercent une fonction similaire et sont placés entre l’alimentation du circuit et le dispositif en essai (DUT)?— dans le cas présent, le convertisseur-abaisseur. Les réseaux RSIL/AMN sont composés de filtres passe-bas et passe-haut. Les premiers fournissent un chemin pour l’alimentation basse fréquence (du continu à quelques centaines de?Hz) vers le dispositif en essai, tandis que les seconds mesurent le bruit des lignes d’alimentation et de retour. Ces tensions sont mesurées aux bornes de résistances de 50?? (Figure?5 et Figure?61). Dans un laboratoire, cette tension est mesurée à l’aide d’un récepteur EMI. Le logiciel LTspice peut être utilisé pour relever les tensions de bruit et les tracer dans le spectre de fréquence de test des émissions conduites.

Figure?5. Réseau RSIL placé entre l’alimentation et le circuit en essai (DUT).

Figure?6. Représentation des interférences de mode commun et de mode différentiel dans un réseau stabilisateur d’impédance de ligne RSIL1

Les émissions conduites se rangent dans deux catégories?: bruit de mode commun (CM) et bruit de mode différentiel (DM). Il est important de faire la distinction entre ces deux phénomènes dans la mesure où des techniques de réduction des interférences électromagnétiques efficaces pour le bruit de mode commun ne le seront pas pour le bruit de mode différentiel, et vice versa. Les tensions V1 et V2 étant produites en même temps, on utilisera un réseau RSIL pour séparer les bruits CM et DM dans les tests d’émissions conduites (Figure?6)1.
Le bruit de mode différentiel est produit entre la ligne d’alimentation et la ligne de retour, contrairement au bruit de mode commun qui est généré entre les lignes d’alimentation et le plan de masse de référence (une table d’essai en cuivre, par exemple) via une capacité parasite CSTRAY qui modélise le bruit de commutation parasite en sortie du convertisseur-abaisseur.

Le réseau stabilisateur RSIL de l’outil LTspice qui correspond à la Figure?6 est représenté à la Figure?7. Pour maximiser le niveau de précision de la simulation, les inductances L5 et L6 sont utilisées pour modéliser l’inductance des fils d’alimentation du RSIL reliés au circuit de test. La résistance R10 modélise l’impédance du plan de masse fendu de la carte de test. La Figure?7 inclut également le condensateur?C10 utilisé pour modéliser la capacité CSTRAY, tandis que le condensateur?C11 modélise la capacité parasite entre le circuit imprimé du capteur et son boîtier mécanique.

Lors des simulations, l’outil LTspice doit être configuré pour aider le réseau RSIL à atteindre plus rapidement un niveau stable. En effet, des conditions de démarrage inadaptées peuvent provoquer des oscillations de longue durée.

Veillez à décocher la case «?Start External DC Supply Voltages at Zero?» («?Démarrer les tensions d’alimentation CC externes à zéro?») en spécifiant le cas échéant une «?condition initiale?» (tension et courant) des éléments du circuit.

Figure?7. Réseau stabilisateur RSIL dans LTspice, convertisseur-abaisseur LT8618 et modélisation des interférences.

La Figure?8 représente les interférences de modes commun (CM) et différentiel (DM) à l’aide d’un tracé FFT LTspice mesuré aux bornes V1 et V2 du réseau RSIL. Pour reproduire les opérations arithmétiques représentées Figure?6, les valeurs V1 et V2 sont soustraites et multipliées par 0,5 pour le bruit de mode différentiel DM?; la valeur V1 est ajoutée à la valeur V2, le résultat étant multiplié par 0,5 pour le bruit de mode commun CM.

En environnement de laboratoire, les émissions conduites sont généralement mesurées en?dBµV, tandis que l’unité par défaut de LTspice est 1?dBV. La relation entre les deux est la suivante?: 1?dBV = 120?dBµV.
Dans LTspice, l’expression du bruit de mode différentiel en?dBµV est la suivante?:

L’expression du bruit de mode commun est?:

La Figure?11 représente la ligne indiquant la limite des émissions conduites, ainsi que les émissions conduites de mode différentiel et de mode commun à partir du circuit abaisseur. Le circuit échoue au test d’émissions dans la plage de fréquences comprise entre 2,3 et 30?MHz.

Figure?8. Tracé FFT des du bruit de mode différentiel (noire) et du bruit de mode commun (en bleu) avec LTspice.

Ajout de lignes de limite d’émissions conduites

Dans LTspice, les paramètres d’affichage des formes d’onde FFT peuvent être modifiés à l’aide du fichier «?Plot Setting?» (Paramètres de tracé). À partir du menu LTspice FFT, cliquez sur «?Save Plot Settings?» (Enregistrer les paramètres de tracé), puis sur «?Save?» (Enregistrer). Ce fichier peut être ouvert à l’aide d’un éditeur de texte et modifié en ajoutant la ligne de limite des émissions conduites selon la norme UIT EN 55022, ainsi que la plage de fréquences CEM (de 10?kHz à 30?MHz) et l’amplitude (de 0 à 120?dBµV).

Les limites de fréquence et d’amplitude stipulées par la norme UIT relative aux émissions conduites (EN?55022) peuvent être éditées sous Excel pour obtenir la syntaxe correcte qui sera copiée-collée dans le fichier «?Plot Settings?» (Paramètres du tracé) de LTspice (Figure?9). La définition de la ligne peut être collée dans les paramètres du tracé (Figure?10). La Figure?10 représente également les paramètres de fréquence?X et d’amplitude?Y.

Figure?9. Générer la syntaxe correcte à copier-coller dans le fichier des paramètres de tracé dans LTspice.

Figure?10. Ajout de la définition de la ligne réussite/échec (pass/fail) pour les émissions conduites, et des échelles de magnitude/fréquence.

Figure?11. Tracé FFT dans LTspice et ligne limite des émissions conduites selon la norme EN?55022.

Réduction des interférences électromagnétiques (EMI) dans le convertisseur-abaisseur
Pour réduire le niveau de bruit de mode différentiel (DM) du circuit, un condensateur à très faibles inductance ESL et résistance ESR, tel que le condensateur 885012209006 à 22?µF proposé par Würth?Elektronik peut être placé sur le rail d’entrée (Figure?12).

Dans le cas du niveau de bruit de mode commun (CM), on choisira par exemple une self de mode commun Würth 744235251 de 250?µH choisie dans la série WE-CNSW de la bibliothèque LTspice. La taille du boîtier (4,5×3,2×2,8?mm) convient idéalement aux capteurs MEMS utilisés dans un espace restreint.
La Figure?13 représente le tracé FFT du convertisseur-abaisseur après modification.

Figure?12. Modification des émissions du convertisseur-abaisseur.

La carte de démonstration DC2822A comprend deux entrées d’alimentation, VIN et VEMI. Le rail d’alimentation de l’entrée VIN contourne la perle de ferrite utilisée sur la carte électronique. Le modèle LTspice représenté Figure?15 correspond à la configuration VIN de la carte de démonstration, tandis que la Figure?16 présente le tracé FFT de la simulation sous LTspice, avec des émissions de mode commun légèrement supérieures à la ligne limite des émissions conduites à 2?MHz.

Figure?13. Tracé FFT avec convertisseur-abaisseur modifié.

Corrélation entre les mesures réelles effectuées en laboratoire et les données de simulation avec la carte de démonstration DC2822A munie d’un régulateur-abaisseur LT8618.

Jusqu’à présent, nous avons étudié comment utiliser le logiciel LTspice pour simuler des émissions conduites à l’aide de méthodes applicables à tout type de convertisseur-abaisseur. À présent, nous allons nous intéresser à la corrélation entre les données de simulation et les valeurs CEM relevées en laboratoire en utilisant une carte de démonstration DC2822A dotée d’un régulateur-abaisseur LT8618 (Figure?14). La carte de démonstration DC2822A comprend plusieurs condensateurs d’entrée et de sortie qui ne sont pas inclus dans les modèles de simulation précédents (Figures?7 et?12). Le modèle LTspice illustré en Figure?15 inclut ces condensateurs, ainsi que les valeurs ESL et ESR des condensateurs obtenues à l’aide de l’outil de conception en ligne REDEXPERT de Würth Elektronik.

Figure?14. Carte de démonstration DC2822A avec régulateur-abaisseur LT8618.

Figure?15. Modèle LTspice correspondant à la configuration VIN de la carte de démonstration DC2822A.

Figure?16. Tracé FFT LTspice correspondant à la configuration VIN de la carte DC2822A.

Pour accélérer la simulation et optimiser la correspondance entre la simulation effectuée sous LTspice et les mesures relevées en laboratoire avec la carte de démonstration DC2822A, les modifications suivantes ont été apportées à la Figure?15 par rapport aux modèles précédents (Figure?7 et Figure?12)?:
– Il n’est pas nécessaire de modéliser la capacité de 100?pF entre le boîtier et la carte électronique. Nous nous contentons de modéliser une carte de démonstration DC2822A.
– Nous partons du principe que le bruit de commutation est négligeable sur ce circuit imprimé correctement conçu. Précédemment, nous avons estimé un bruit de commutation de 5?pF (Figures?7 et?12).
– La très faible inductance des fils entre le RSIL et la carte de démonstration DC2822A n’est pas prise en compte.
– L’ajout de résistances de 1,5?k? montées en parallèle avec les inductances RSIL de 50?µH réduit le délai de simulation (raccourcissement du temps d’établissement du réseau RSIL).

Conformément aux changements apportés au circuit de la Figure?15, la Figure?17 compare la simulation sous LTspice et les mesures effectuées avec la carte de démonstration DC2822A dans un laboratoire CEM. Le modèle de simulation LTspice prédit avec un excellent niveau de précision les principaux pics des émissions réelles enregistrées en laboratoire.

Figure?17. Configuration VIN de la carte de démonstration DC2822A?; comparaison entre LTspice et les émissions réelles enregistrées en laboratoire.

Avec la mesure du rail VEMI contournant la perle de ferrite (filtre EMI), la carte de démonstration DC2822A répond facilement aux exigences de la ligne limite des émissions conduites de 60?dBµV. En fait, à des fréquences inférieures, les émissions de la carte de démonstration DC2822A sont comprises entre seulement 30 et 35?dBµV.

Immunité aux émissions conduites

Les capteurs filaires utilisés dans les applications de maintenance conditionnelle (CbM) se caractérisent par des exigences strictes en matière d’immunité aux perturbations. En ce qui concerne la surveillance des environnements ferroviaires, de l’automatisation et l’industrie lourde (par exemple, le traitement de la pâte à papier), les capteurs de vibrations doivent générer un niveau de bruit inférieur à 1?mV afin d’éviter le déclenchement d’une erreur au niveau du contrôleur/de l’acquisition de données. Autrement dit, la conception de l’alimentation électrique doit appliquer un très faible niveau de bruit (faible ondulation de sortie) dans le circuit de mesure (chaîne de signal MEMS). De plus, l’alimentation doit, par conception, être immunisée contre les bruits associés au câble d’alimentation (taux de réjection PSRR élevé).

Comme nous l’avons montré précédemment, les ondulations de sortie du régulateur-abaisseur LT8618 peuvent atteindre plusieurs dizaines de millivolts en raison de charges capacitives non idéales et d’un fonctionnement en rafale. Dans le cas des capteurs MEMS, le régulateur LT8618 nécessite le recours en sortie à un régulateur LDO à très faible bruit et taux de réjection élevé, par exemple le LT3042.

Un circuit de simulation flexible pour optimiser l’immunité au bruit (PSRR)

Le circuit LTspice représenté à la Figure?18 peut être utilisé pour simuler le taux de réjection PSSR du régulateur LT3042. Le modèle transitoire dans le domaine temporel représenté à la Figure?18 est une alternative à la méthode d’analyse AC SWEEP. Plus flexible que la méthode AC?Sweep, ce modèle temporel permet même à l’utilisateur de simuler le taux de réjection PSRR d’un régulateur à découpage. Le circuit de simulation analyse les changements de la tension du rail d’entrée dans la plage de fréquence et simule les changements correspondants au niveau de la tension de sortie. En d’autres termes, la simulation évalue l’équation suivante?:

PSRRLT3042 = (changement de VIN)/(changement de VOUT) dans la plage de fréquence.

Figure?18. Simulation du taux de réjection d’alimentation PSRR du régulateur LDO LT3042 dans la plage de fréquences comprise entre 10?kHz et 80?MHz.

La Figure?18 contient plusieurs informations importantes. La combinaison des commandes «.meas?» et «?.step?» permet à l’utilisateur d’ajouter une source de bruit de tension à l’entrée du régulateur LDO, ainsi que de mesurer son taux de réjection PSRR suivant une variation progressive de la tension d’entrée dans la plage de fréquence.

Commande .meas

L’utilisateur peut ainsi mesurer la valeur crête à crête d’un signal sur une période donnée et l’envoyer au journal d’erreurs de SPICE. La Figure?18 mesure l’ondulation en entrée et en sortie, et calcule le taux de réjection PSRR des données mesurées. Ces données sont ensuite envoyées au journal d’erreurs SPICE.

Commande .step

La commande .step est utile pour analyser une variable dans une plage de valeurs en une seule et unique simulation. La commande .step représentée Figure?18 fait varier l’onde sinusoïdale de la source de tension?V2 sur une plage de fréquence comprise entre 50 et 10?MHz.

La tension initiale du condensateur de sortie C2 peut être fixée à 3,3?V pour raccourcir le temps d’établissement (et de simulation) en éditant les propriétés du condensateur?; pour accélérer ce processus, il suffit de désactiver l’option «?Start External DC Supply Voltage at 0?V?» dans LTspice.

Utilisation du journal d’erreurs SPICE

Une fois la simulation achevée, effectuez un clic droit souris sur l’une des fenêtres, sélectionnez l’affichage et sélectionnez «?SPICE Error Log?» (raccourci clavier Ctrl+L). Le journal d’erreurs SPICE contient des points de données pour les commandes .meas.

Pour tracer les données .meas, effectuez un clic droit sur le journal d’erreurs et sélectionnez les données «?.meas?», puis effectuez un clic droit sur l’écran vide pour sélectionner «?Add Trace?» (Ctrl+A), puis «?PSRR?». Ensuite, effectuez un clic droit sur l’axe des X et cochez le bouton pour afficher une échelle logarithmique?: le taux de réjection PSRR s’affiche en fonction de la fréquence (Figure?19).

Certains artefacts de la courbe présentée dans la fiche technique du LT3042 ne sont pas visibles (environ 2?MHz), mais leur forme et leurs valeurs globales sont proches de celles de la fiche technique.

Figure?19. Tracé du taux de réjection PSRR du régulateur LDO LT3042 (simulation).

La Figure?20 représente l’ondulation de la tension de sortie dans la plage de fréquence. Elle est inférieure à 200?µV entre 50?Hz et 10?MHz. L’ondulation de la tension d’entrée est de 1?Vcàc dans la même plage de fréquence. Le LT3042 offre aux capteurs MEMS sensibles au bruit un excellent taux de réjection PSRR et une alimentation à faible niveau de bruit.

Figure?20. Tracé de l’ondulation de la tension de sortie (simulée) du LT3042 dans la plage de fréquence.

Il est possible d’employer l’approche «?.meas?» en utilisant le journal d’erreurs SPICE pour simuler de nombreux autres paramètres, notamment?:
– le taux de réjection PSRR d’un régulateur à découpage?;
– le taux de réjection PSRR en fonction de la tension de déchet en fonction de la fréquence?;
– le taux de réjection PSRR en fonction du réseau de dérivation?;
– l’ondulation de sortie efficace (rms) en fonction de l’entrée en courant continu?;
– le rendement en fonction de la valeur des composants.

Résumé

Dans cet article, nous avons étudié plusieurs circuits de simulation LTspice et différentes méthodes permettant de mesurer et de tracer le bruit de mode différentiel (DM) et de mode commun (CM) dans le design de l’alimentation d’un convertisseur-abaisseur. Cet article aide l’utilisateur à tracer des lignes limites d’émissions conduites et à prévoir les échecs en laboratoire CEM. L’approche de simulation est validée par des mesures effectuées en laboratoire, en étroite corrélation avec la carte de démonstration DC2822A munie d’un convertisseur-abaisseur LT8618.

L’utilisation du régulateur LDO LT3042 en sortie du convertisseur-abaisseur LT8618 forme une solution qui conjugue un très faible niveau de bruit et un taux de réjection d’alimentation PSRR élevé pour les capteurs MEMS. Un circuit de simulation flexible du taux de réjection PSRR permet de valider la conformité aux données de la fiche technique du LT3042. Ce régulateur simule avec une ondulation de sortie inférieure à 200?µV dans la plage de fréquences comprise entre 50?Hz et 10?MHz, même en présence d’un bruit de tension d’entrée élevé de 1?Vcàc.

Par Richard Anslow, System Applications Engineer, Analog Devices, et Sylvain Le Bras, Field Applications Engineer, Würth Elektronik

Remerciements

Les auteurs tiennent à remercier les membres du groupe Produits de puissance d’Analog Devices, ainsi que Würth Elektronik, pour leur contribution à cet article.

Références

1 Ling Jiang, Frank Wang, Keith Szolusha et Kurk Mathews. “A Practical Method for Separating Common-Mode and Differential-Mode Emissions in Conducted Emissions Testing.” Analog Dialogue, Vol. 55, No.?1, Janvier 2021.

2 Gabino Alonso. “LTspice: Using .MEAS and .STEP Commands to Calculate Efficiency.” Analog Devices,?Inc.—

Source : com-trail.fr